技术领域本发明涉及一种频偏估计方法，尤其涉及一种用于ZigBee的频偏估计方法，并涉及采用了该用于ZigBee的频偏估计方法的频偏估计系统。
背景技术：
无线通信接收机中，通过射频到基带的数据通常有一定的频率偏差，会对基带接收机后续的解调引入很大的误差，严重影响无线通信接收机的误码率和误包率。为了解决这个问题，通常在无线通信接收机中会对接收数据进行频偏估计，并进行频偏纠正。在类似ZigBee的OQPSK(偏移正交相移键控)调制这种短突发通信协议中，所述OQPSK为偏移正交相移键控，一般在协议物理层的帧结构中，会设计一定的已知前导序列，使得在接收机端可以通过已知的前导序列来进行频偏估计，达到消除频率偏差的影响，提高无线通信接收机的解调性能。ZigBee的OQPSK(偏移正交相移键控)调制的前导信号，即前导码，是由4个字节0组成，每个字节0分为前后两个符号，各4bit的0，4bit的0再扩频为32bit的chip，32bit的chip经过O_QPSK(偏移四相相移键控)调制后作为基带数据发送出去；所以整个ZigBee的前导码是由8个相同的32个chip经过O_QPSK(偏移正交相移键控)调制得到的。通常的利用前导码频偏估计算法为：接收数据前后共轭相乘累加和求峰值来估计频偏，即接收数据，以一个符号的长度与间隔为符号长度的整数倍的数据共轭相乘累加，接收数据移位后，重复前面的步骤，最后得到的累加和进行模值比较，取模值最大的作为峰值进行求角度，公式为：其中，Mn为得到的累加和值；但是在ZigBee这种前导码中，前后数据共轭相乘累加求和会形成一个平台，如图2所示，并不容易得到明显的峰值。因此，在实际处理中，对该部分峰值平台并不好处理，无法简单得到明显的峰值。此外，还可以先通过接收信号与本地信号共轭相关求累加和的方法先处理好定时同步。再按定时同步得到的起始位置来单独处理上述算法操作，这样也是可以得到对应的峰值的，但是Δf^=12π·N·T·π=11·64·0.25e-6=31.25kHz,]]>该值远小于IEEE802.15.4协议所要求的±40ppm的频偏要求。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是需要提供一种能够快速准确，且能够避免出现峰值平台的用于ZigBee的频偏估计方法，并提供采用了该用于ZigBee的频偏估计方法的频偏估计系统。对此，本发明提供一种用于ZigBee的频偏估计方法，包括以下步骤：步骤S1，接收端接收到ZigBee短突发信号时，将接收到的ZigBee短突发信号截取其接收信号的前导信号，该接收信号的前导信号中每一个信号都与接收信号共轭相乘，进而得到接收信号序列；步骤S2，将ZigBee的本地前导信号中每一个信号共轭后与本地信号相乘，进而得到本地信号序列；步骤S3，将所述步骤S1得到的接收信号序列与所述步骤S2得到的本地信号序列相乘求累加和，并通过累加和求峰值，最后得到频偏估计值本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，得到频偏估计值后，通过载波跟踪环路对ZigBee接收信号频率进行补偿。本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，所述ZigBee短突发信号为接收端所接收到ZigBee的偏移正交相移键控的调制突发信号。本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，该接收信号的前导信号中每一个信号都与间隔为N的接收信号共轭相乘，通过公式s(n)＝r(n)r*(n+N)得到接收信号序列，其中r(n)为接收信号，N为信号间隔长度，n为自然数，r*(n+N)为间隔为N的接收信号的共轭，s(n)为由接收信号与间隔为N的接收信号共轭相乘后所生成的接收信号序列。本发明的进一步改进在于，所述步骤S2中，本地前导信号中每一个信号共轭后与间隔为N的本地信号相乘，通过公式f(n)＝p(n+N)p*(n)得到所述本地信号序列，其中，p(n)是本地前导信号，p*(n)是本地前导信号的共轭，N为信号间隔长度，p(n+N)为间隔为N的本地信号，f(n)为本地前导信号与间隔为N的本地信号共轭相乘后得到的本地信号序列。本发明的进一步改进在于，所述步骤S2中，将本地前导信号中长度为一个符号的数据信号的每一个信号共轭后与间隔为N的本地信号相乘。本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，通过公式求累加和，其中，L为符号长度，g为符号长度的本地信号序列与接收信号序列相乘后的累加和。本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，通过公式得到频偏估计值其中，T为符号采样周期。本发明还提供一种用于ZigBee的频偏估计系统，采用了如上所述的用于ZigBee的频偏估计方法。本发明的进一步改进在于，包括：接收信号序列生成模块，用于实现接收信号的前导信号与间隔为N的接收信号之间的共轭相乘；本地信号序列生成模块，用于实现本地前导信号与间隔为N的本地信号之间的共轭相乘；相乘求峰值模块，用于实现所述接收信号序列与所述本地信号序列之间的相乘求累加和，并通过累加和求峰值，进而得到频偏估计值与现有技术相比，本发明的有益效果在于：在接收信号前后相关与本地信号前后相关按需要设置不同的间隔，扩大频偏估计范围，并在接收信号前后相关与本地信号前后相关方向恰好相反后相乘求累加和进而能够避免峰值平台的出现，并且在估计频偏的同时，定时同步也一并处理，快速准确，简化了累加求和的处理过程。附图说明图1是本发明一种实施例的工作流程结构示意图；图2是现有技术中ZigBee前后符号共轭相乘累加和的仿真结果示意图；图3是本发明一种实施例的累加和求峰值的仿真结果示意图；图4是本发明另一种实施例的接收信号序列生成模块的结构示意图；图5是本发明另一种实施例的本地信号序列生成模块的结构示意图；图6是本发明另一种实施例的相乘求峰值模块的结构示意图。具体实施方式下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。实施例1：如图1所示，本例提供一种用于ZigBee的频偏估计方法，包括以下步骤：步骤S1，接收端接收到ZigBee短突发信号时，将接收到的ZigBee短突发信号截取其接收信号的前导信号，该接收信号的前导信号中每一个信号都与接收信号共轭相乘，进而得到接收信号序列；步骤S2，将ZigBee的本地前导信号中每一个信号共轭后与本地信号相乘，进而得到本地信号序列；步骤S3，将所述步骤S1得到的接收信号序列与所述步骤S2得到的本地信号序列相乘求累加和，并通过累加和求峰值，最后得到频偏估计值本例所述步骤S1和步骤S2并非是顺序步骤，可以并行处理，也可以任意一个先处理，只要保证在完成步骤S1和步骤S2之后再进行步骤S3即可。本例所述步骤S1中，所述ZigBee短突发信号为接收端所接收到ZigBee的偏移正交相移键控的调制突发信号；该接收信号的前导信号中每一个信号都与间隔为N的接收信号共轭相乘，如图4所示，本例通过公式s(n)＝r(n)r*(n+N)得到接收信号序列，其中r(n)为接收信号，N为信号间隔长度，该信号间隔长度可以根据实际需要进行自定义设置或修改，n为自然数，r*(n+N)为间隔为N的接收信号的共轭，s(n)为由接收信号与间隔为N的接收信号共轭相乘后所生成的接收信号序列。本例所述步骤S2中，本地前导信号中每一个信号共轭后与间隔为N的本地信号相乘，如图5所示，本例通过公式f(n)＝p(n+N)p*(n)得到所述本地信号序列，本例所述本地信号序列的相关方向与接收信号序列的相关方向恰好相反。其中，p(n)是本地前导信号，p*(n)是本地前导信号的共轭，N为信号间隔长度，p(n+N)为间隔为N的本地信号，f(n)为本地前导信号与间隔为N的本地信号共轭相乘后得到的本地信号序列。本例所述步骤S2中，将本地前导信号中长度为一个符号的数据信号的每一个信号共轭后与间隔为N的本地信号相乘。所述一个符号指的是一个符号长度。。本例所述步骤S3中，得到频偏估计值后，通过载波跟踪环路对ZigBee接收信号频率进行补偿；所述步骤S3中，如图6所示，通过公式求累加和，其中，L为符号长度，该符号长度在单倍采样率下为64，g为符号长度的本地信号序列与接收信号序列相乘后的累加和；然后，通过公式得到频偏估计值其中，T为符号采样周期，在单倍采样率下的符号采样周期为0.25e-6秒。通过上述处理，本例所述步骤S3通过累加和求峰值之后得到的峰值架构示意图如图3所示；通过图2和图3的对比可以知道，本例能够非常有效地避免峰值平台的出现。本例提出了一种接收信号前后相关与本地信号前后相关之间的方向恰好相反的频偏估计方法，在接收信号前后相关与本地信号前后相关按需要设置不同的间隔，扩大频偏估计范围，并在接收信号前后相关与本地信号前后相关方向恰好相反后相乘求累加和进而能够避免峰值平台的出现，并且在估计频偏的同时，定时同步也一并处理，快速准确，简化了累加求和的处理过程。实施例2：本例还提供一种用于ZigBee的频偏估计系统，采用了如实施例1所述的用于ZigBee的频偏估计方法。本例包括：如图4所示，接收信号序列生成模块，用于实现接收信号的前导信号与间隔为N的接收信号之间的共轭相乘；如图5所示，本地信号序列生成模块，用于实现本地前导信号与间隔为N的本地信号之间的共轭相乘；如图6所示，相乘求峰值模块，用于实现所述接收信号序列与所述本地信号序列之间的相乘求累加和，并通过累加和求峰值，进而得到频偏估计值以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
